Akilli bidik cevabi guzel.
Smps transfortmastorlerinde herhangi bir firmanin herhangi bir nuvesinden hangi topolojide hangi frekensda kac wat verecegi bilgisine nasil ulasilir?
Kısa cevap:
“Şu firma–şu nüve–şu topoloji–şu frekansta kaç watt verir” diye evrensel bir tablo yok.
Ama buna
sistematik ve doğruya çok yakın şekilde ulaşmanın
standart yolu var. Aşağıda net bir çerçeve çizeyim.
Temel gerçek (çok önemli)
Bir SMPS trafosunun verebileceği güç:
hepsinin birlikte sonucudur.
Bu yüzden üreticiler genelde:
- “Bu nüve kesin X watt verir” demez
- Onun yerine malzeme datasheet + uygulama notu + örnek tasarım verir
Üreticilerden bilgiye ulaşmanın yolları
A) Ferrit üretici datasheet’leri (ana kaynak)
Firmalar:
- TDK / EPCOS
- Ferroxcube
- Magnetics Inc
- Fair-Rite
- TDG
- Hitachi Metals
Bunlar
şu bilgileri verir:
- Malzeme tipi (N87, 3C95, PC40 vs)
- Bmax – frekans – sıcaklık ilişkisi
- Core loss (Pv: mW/cm³) grafikleri
- AL değeri, Ae, Ve, le
Ama
“kaç watt” demez, çünkü bu
topolojiye bağlıdır.
B) Application Note’lar (en kritik kaynak)
Asıl aradığın bilgi
burada olur.
Örnek başlıklar:
- “Flyback transformer design using EE25 core”
- “Forward converter magnetics design guide”
- “LLC resonant transformer design example”
Bu dokümanlar:
- Nüve tipi
- Frekans
- Topoloji
- Giriş / çıkış
- Gerçek güç
bilgisiyle
tam çalışan örnekler verir.
Örnek:
Bu tür bilgiler
TI, Infineon, Power Integrations, ST gibi
SMPS IC üreticilerinin app-note’larında bolca var.
“Kaç watt verir?” sorusunun mühendislik cevabı
Pratikte güç sınırı 2 şeyden gelir:
1) NÜVE KAYBI SINIRI (core loss)
Ferrit için kabaca:
Pcore=Pv⋅VeP_{core} = P_v \cdot V_ePcore=Pv⋅Ve
- PvP_vPv: datasheet’ten (mW/cm³)
- VeV_eVe: nüve hacmi
Genelde:
- Toplam kayıp = 200–400 mW/cm³ civarı tutulur
- Daha üstü → aşırı ısınma
2) PENCERE ALANI (bakır sınırı)
Bakırın taşıyabileceği güç:
P≈K⋅Ae⋅Aw⋅f⋅BmaxP \approx K \cdot A_e \cdot A_w \cdot f \cdot B_{max}P≈K⋅Ae⋅Aw⋅f⋅Bmax
Bu, meşhur
Area Product (Ap) yaklaşımıdır:
Ap=Ae⋅AwA_p = A_e \cdot A_wAp=Ae⋅Aw
Yaklaşık kural (SMPS için):
| Topoloji | Güç Yoğunluğu |
|---|
| Flyback | düşük |
| Forward | orta |
| Push-pull | yüksek |
| Half-bridge | yüksek |
| Full-bridge | çok yüksek |
| LLC | çok yüksek |
Topolojiye göre “aynı nüve = farklı watt”
Aynı nüve için:
| Topoloji | Aynı nüvede |
|---|
| Flyback | 1× |
| Forward | 1.5–2× |
| Push-pull | 2–3× |
| Full bridge | 3–4× |
Çünkü:
- Flyback → enerji nüvede depolanır
- Forward / bridge → enerji anında aktarılır
Pratik mühendis kısayolu (gerçek hayatta böyle yapılır)
Yöntem 1: Referans tasarım kopyalama
- IC üreticisinin app-note’una bak
- Güç → frekans → topoloji → nüve
- %20–30 marj ekle
Bu
en güvenli yol.
Yöntem 2: Online tasarım araçları
- PI Expert (Power Integrations)
- TI Webench
- Infineon Designer
- Würth REDEXPERT
Nüveyi, frekansı, topolojiyi seç →
kaç watt mantıklı gör anında çıkar.
Neden “tek tablo” yok? (kritik sebep)
Çünkü:
- 80 kHz’de çalışan EE25 ≠ 200 kHz EE25
- Flyback EE25 ≠ LLC EE25
- 40°C ortam ≠ 80°C ortam
- Doğal soğutma ≠ fan
Aynı nüveyle
3 kat güç farkı görmek normaldir.
Çok karmaşık konuya itelenmişsin.
YZ arkadaşı bu işte çok iyi değil.
Çok tırmaladım geçmişte toroid programı yazarken. Halende net bir sonuca ulaşamadım.
46257 eklentisine bak
lojik 5v enerjilendiriyorum.Ama gate sinyali sıkıntılı atlama oluyor.
vcc 12 ile 15v arasını denedim olmadı.bootstap kondansatörü x7r 4.7uf.
Mosfetler irfp4468(100v,290a.to247)
nasıl çözerim?
Bu devrenin ikizide war full bridge yapıyorum demişsin.
Full Bridgede Duty % 50 yi geçemez. Zira Push-Pull mantığıyla çalışır. %50 bile problemli bir orandır. Transistörlerin aç kapa gecikmelerinden dolayı Hs-Ls transistörler rahat kafa kafaya gelebilirler.
Kullanacağın güç transistörü Çalışma voltajının en az iki katı voltaja dayanıklı olmalı. Yoksa Fly-Back tabanlı parazitik Pulslerden ötürü Taransistörün BreakDown limitine takılır ve kısadevre konumuna düşer.
Reis bugün flyback de nüvede havalığı olabilirmiş.Ama chat gpt push pull ve full bridge hava aralığı olmaz diyor.
Diğer sorun olacak nokta mosfetlerin anahtarlarken nano columb değeri artıp,
Ir2101 verimli sürüş yapamıyormuş.
Ustalardan cevap bekliyorum
NanoCoulomb değeri dediğin gate total kapasitesidir.
Frekans yükseldikçe gate te harcanan enerji ve akım çoğalır.
Uygun pik akımı üreten sürücü kullanman gerekir.
Sabahtan beri 3 tane mosfet patlattım kıytırık testlerde.
Ama başımı ağrıtan bir sürü unsur olduğunu keşfettim.
Öncelikle şu resime bakalım.
60KHz civarında %50 duty ve Forward topolojide 8 Volt Trafo primer voltajı ile Drain-Source arası gerilime (Mavi) dikkat ediniz. 240 voltlara yakın Pik Gerilimler üretiliyor transistörün kesime gittiği noktalarda.
Frekans yükseldikçe bunlar azalıyor ancak yük çekilmeye başlandığında gene Pik ler ortaya çıkıyor.
Primer tarafında diyot kapasitör direnç üzlüsü snubber da olduğu halde.
Şimdi biraz daha ayrıntıya baktığımızda da şekil şu hal alıyor.
Bu Pikler 17MHz lik harmonikten başka birşey değil.
17MHz çok dehşet bir frekans bir trafo devresinde. Bu sürekli nüve içinde çalkalanan ve nüveye yük teşkil eden bir salınım.
Sonuç olarak Yüke Gerilime ve Topolojiye bağlı olarak tasarlanması zorunlu bu tür devrelerin.
@erdemtr55 Benim toroid trafo tsarım programını sana vereyim Senin nüvelerle arasında çok büyük fark çıkacağını sanmıyorum.
Gerilim düşümlerini dikkate alma.
Tasarımının nüveyi doyuma götürmeyeceğinden emin olarak hesap kitap yap.
Toroid ile EE çekirdek arasındaki tek fark yol uzunluğudur.
Programdaki parametreleri kendine göre değiştir dene.
